范文(一)

　　憶阻器是近50年內(nèi)高速發(fā)展起來的一種新興元器件，在改進(jìn)存儲(chǔ)芯片結(jié)構(gòu)[1]、擬合人腦神經(jīng)元細(xì)胞膜電位變換[2?4]、圖像加密及解碼[5]等領(lǐng)域有著難以估量的應(yīng)用前景。這種改革式的電路元件有希望突破傳統(tǒng)電路的局限，但在面對(duì)不同的應(yīng)用場(chǎng)景時(shí)，需要的憶阻器模型不同，相應(yīng)的電路建模方式繁雜，使得憶阻器系統(tǒng)的可拓展性降低。為了解決這個(gè)問題，對(duì)于多次重復(fù)應(yīng)用的典型電路進(jìn)行研究改進(jìn)尤為重要。

　　本文旨在設(shè)計(jì)改進(jìn)三種典型電路：可編程放大電路、可編程電位器和可編程矩形波振蕩器，分別從數(shù)學(xué)原理和電路原理的角度分析憶阻器在電路中的作用，改進(jìn)調(diào)制模塊及電路結(jié)構(gòu)，以期獲得更好的電路特性。

　　1 憶阻器的背景知識(shí)

　　1.1 憶阻器存在的理論依據(jù)

　　在電路理論中，電阻R、電容C、電感L是電路的基本元件。三種元件分別將四種電路基本參數(shù)中的兩種聯(lián)系起來。蔡紹棠教授提出了憶阻的概念來描述僅剩的兩種變量，磁通量Φ和電量q中存在的關(guān)系用如下公式描述：

　　[M=dΦdq] (1)

　　式中M表示憶阻。

　　1.2 憶阻器的物理特性

　　最早由HP(Hewlett?Packard)實(shí)驗(yàn)室發(fā)現(xiàn)在納米維度下，金屬?金屬氧化物?金屬的結(jié)構(gòu)通強(qiáng)電流轉(zhuǎn)型后，阻值的具體變化方向取決于激勵(lì)源的方向[6?8]。根據(jù)控制憶阻器變化的激勵(lì)源種類的不同，可以分為荷控(流控)憶阻器與磁控(壓控)憶阻器[9]，它們的激勵(lì)源分別為電流源與電壓源。

　　本文采用磁控活動(dòng)型憶阻器模型，這種模型很好地描述了憶阻器的閾值行為，其狀態(tài)方程如下：

　　[iM(t)=WM(xM，vM，t)vM(t) xM=f(xM，vM，t)] (2)

　　式中：[WM(xM，vM，t)]是憶阻器的憶導(dǎo)函數(shù)，[xM]是憶阻器系統(tǒng)無量綱狀態(tài)變量(即憶阻值)，故[WM(xM，vM，t)=x-1M];[xM]是[xM]的微分表達(dá)式。

　　2 典型電路設(shè)計(jì)

　　2.1 憶阻器元件建模

　　憶阻器是一種兩端電氣元件，它可以看作是一種基于電阻開關(guān)的非易失性存儲(chǔ)器形式[10]。本文的憶阻器建模涉及兩種仿真軟件，下面將分別介紹兩種建模方式。SimulqiyZ92+XuBRYGK79xqt7Bt3z2P6ao/fl97EeXNoJoFg=ink中的元件建模采用數(shù)字電路設(shè)計(jì)方法，運(yùn)用加法器、乘法器、選擇器、微分器等基礎(chǔ)元器件擬合憶阻器的物理特性，其數(shù)學(xué)表達(dá)式如下：

　　[xM=βvM+0.5α-βvM+VT-vM-VT·θxM-RonθRoff-xM ] (3)

　　式中： [VT]是憶阻器閾值電壓;α是當(dāng)外界偏置電壓小于閾值電壓時(shí)憶阻器的電阻率;β對(duì)應(yīng)于偏置電壓大于閾值電壓時(shí)的電阻率。

　　利用Simulink的數(shù)字電路模塊搭建[WM(xM，vM，t)=x-1M]，建模原理圖如圖1所示。

　　圖1原理圖可分為三個(gè)部分級(jí)聯(lián)：第一部分用于產(chǎn)生[βvM+0.5α-βvM+VT-vM-VT];第二部分通過兩個(gè)比較判別器達(dá)到類似于表達(dá)式[θxM-RonθRoff-xM]的效果;第三部分將前兩個(gè)部分產(chǎn)生的信號(hào)耦合，進(jìn)行最終處理得到[WM(xM，vM，t)]信號(hào)，并通過示波器顯示波形。圖中i(t)為輸出，V(t)為輸入，二者的比值即該電路系統(tǒng)的電導(dǎo)值，由公式(3)確定，具體的設(shè)計(jì)參數(shù)如表1所示。

　　LTspice中的元件建模采用Knowm公司開源的憶阻器模型，使用Spice語(yǔ)言約束元器件的電氣特性。該模型可以完成此次電路設(shè)計(jì)的仿真任務(wù)，故本文未建立其他模型，后文仿真均基于此模型完成。模型的邊界非線性條件添加的窗函數(shù)為Joglekar[11?12]，它還可以更換為Fuzzy或其他適用于不同仿真的窗函數(shù)[13?14]。 LTspice元件建模的參數(shù)如表2所示。表中：D表示薄膜寬度;p表示Joglekar窗函數(shù)的參數(shù)。

　　2.2 基于憶阻器的可編程放大電路

　　放大器的數(shù)學(xué)原理體現(xiàn)在輸出信號(hào)等于輸入信號(hào)乘以一個(gè)固定的放大倍數(shù)，且放大倍數(shù)由憶阻器的阻值和反饋電阻共同決定。憶阻器的阻值變化方向取決于激勵(lì)源所施加的激勵(lì)方向，并且憶阻器只對(duì)低頻信號(hào)有憶阻特性，即只有低頻信號(hào)可以作為調(diào)制信號(hào)。當(dāng)放大器輸入端接入高頻信號(hào)，此時(shí)憶阻器趨近于定值電阻。

　　可編程放大電路設(shè)計(jì)主要通過Simulink完成。設(shè)計(jì)思路在于：利用憶阻器的“記憶”特性，即外加偏置、阻值改變的特性對(duì)放大電路進(jìn)行改進(jìn)，將反向輸入端的接地電阻更換為憶阻器，通過外加激勵(lì)的方式動(dòng)態(tài)編程憶阻器，進(jìn)而達(dá)到對(duì)放大電路的編程效果。主要電路分為調(diào)制模塊及原理模塊，調(diào)制模塊包含調(diào)制信號(hào)的產(chǎn)生及編程，原理模塊包含接收調(diào)制信號(hào)作用于憶阻器，并實(shí)現(xiàn)放大功能。

　　可編程放大電路各模塊的具體電路圖如圖2所示。

　　圖2a)中有兩個(gè)部分：第一部分將調(diào)制信號(hào)與輸入信號(hào)耦合，待作用于放大電路;第二部分完成放大電路的數(shù)字原理，并用示波器顯示輸出波形。圖2a)中Memristor模塊即為圖1所示的憶阻器模型，圖2b)為圖2a)中Programmable Step模塊(即調(diào)制模塊)的詳細(xì)結(jié)構(gòu)，輸出為一段有限持續(xù)期的脈沖信號(hào)，該調(diào)制信號(hào)的長(zhǎng)度由調(diào)制模塊的輸入決定，調(diào)制信號(hào)的幅值由兩個(gè)階躍信號(hào)的幅度共同決定。

　　2.3 基于憶阻器的電位器

　　電位器作為一種典型的憶阻器應(yīng)用電路，其原理在于利用憶阻器的“記憶”特性做出可編程的電位器[15]。它避免了傳統(tǒng)電位器阻值精度低、難以精確校準(zhǔn)和數(shù)字電位器阻值變化不連續(xù)的弊端。憶阻器作為非線性器件，想要精準(zhǔn)地校準(zhǔn)阻值仍然存在困難，但可以采用近似函數(shù)擬合或其他方法來減小誤差。本文設(shè)計(jì)了兩種憶阻器應(yīng)用電路：一種為通過Simulink實(shí)現(xiàn)的數(shù)字電路;另一種為通過LTspice實(shí)現(xiàn)的模擬電路。數(shù)字電路分為兩個(gè)部分：調(diào)制模塊和原理模塊，調(diào)制模塊可以組合產(chǎn)生有限作用期的調(diào)制信號(hào);原理模塊通過加法器實(shí)現(xiàn)信號(hào)的耦合，示波器顯示調(diào)制結(jié)果。

　　數(shù)字電位器電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。圖3a)中同樣可分為兩部分：第一部分用于調(diào)制信號(hào)的產(chǎn)生與輸入信號(hào)的耦合;第二部分為憶阻器模塊及繪制的輸出信號(hào)。圖3b)為圖3a)中的Modulation Signal模塊(即調(diào)制模塊)的詳細(xì)結(jié)構(gòu)，它主要通過延遲器產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)，左上部分用于正向偏置信號(hào)的產(chǎn)生，右下部分用于反向偏置信號(hào)的產(chǎn)生，通過正負(fù)號(hào)識(shí)別偏置的方向。

　　范文(二)

　　為了滿足流媒體、物聯(lián)網(wǎng)(IoT)、云計(jì)算、5G移動(dòng)和增強(qiáng)現(xiàn)實(shí)(AR)等應(yīng)用通信的發(fā)展要求，收發(fā)設(shè)備的信息量和傳輸速率越來越高，可變?cè)鲆娣糯笃?VGA)作為收發(fā)鏈路中的關(guān)鍵組件，能夠防止接收器飽和或控制發(fā)射功率，其噪聲決定了接收機(jī)的靈敏度，線性度限制了接收機(jī)飽和[1?4]。相較于模擬信號(hào)控制的VGA，數(shù)控VGA可以直接與數(shù)字基帶連接，無需數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)來控制增益，從而降低了電路的復(fù)雜性，同時(shí)抗干擾能力強(qiáng)，能提供精確的增益控制[5?7]。由于SiGe BiCMOS工藝具有良好的諧波性能，器件的截止頻率較高，[1f]噪聲較低，并且能夠?qū)崿F(xiàn)射頻模擬電路與數(shù)字電路的混合集成，因此在收發(fā)前端領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用，尤其是在高速高靈敏度接收鏈路中[8?9]。收發(fā)鏈路結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。本文提出的高性能數(shù)控VGA采用SiGe BiCMOS工藝，創(chuàng)新性地使用增益控制字實(shí)現(xiàn)數(shù)控增益調(diào)節(jié)，設(shè)計(jì)最高有效位(MSB)實(shí)現(xiàn)高低增益切換，同時(shí)實(shí)現(xiàn)兩段增益調(diào)節(jié)范圍，提升數(shù)控VGA的可重構(gòu)性，適用更廣的應(yīng)用場(chǎng)景，符合可變?cè)鲆娣糯笃鞯陌l(fā)展趨勢(shì)。基于電流舵結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)跨導(dǎo)增益(gm)單元，結(jié)合寬帶跨阻放大器，實(shí)現(xiàn)了寬增益范圍、高線性度數(shù)控VGA。

　　1 數(shù)控可變?cè)鲆娣糯笃鞯脑O(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

　　為了進(jìn)一步提升芯片的集成度，數(shù)字和模擬電路往往集成在同一系統(tǒng)中，而隨著工藝的提升，數(shù)字電路的標(biāo)準(zhǔn)電源電壓正在顯著下降，因此，模擬元件的電壓信號(hào)范圍也隨之明顯縮小。為了克服電源電壓對(duì)信號(hào)擺幅的限制，增大增益調(diào)節(jié)范圍，本文的VGA結(jié)構(gòu)采用電流模式進(jìn)行設(shè)計(jì)。此外，相較于電壓模式，電流模式VGA的抗干擾能力更強(qiáng)，能夠有效地降低信號(hào)失真，提升線性度[8]。與單端結(jié)構(gòu)相比，全差分結(jié)構(gòu)具有更好的抗噪性和更高的線性度，因此本文采用全差分結(jié)構(gòu)進(jìn)行設(shè)計(jì)[10?11]。為了實(shí)現(xiàn)兩段數(shù)控增益的高性能可重構(gòu)數(shù)控VGA，設(shè)計(jì)功能框圖，如圖2所示。數(shù)控VGA主要包括前置放大器、增益控制單元和輸出放大器三大主要模塊，此外還包括偏置單元和輸入/輸出接口單元。本節(jié)針對(duì)主要的三大模塊進(jìn)行設(shè)計(jì)分析。

　　1.1 前置放大器

　　前置放大器為固定增益的跨阻放大器，采取電壓輸入、電流輸出的形式，在MSB(c7)控制下實(shí)現(xiàn)高低增益兩種工作模式的切換，具體電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。M1～M4為射隨器，作為輸入緩沖，將差分輸入的電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)，經(jīng)放大管M5～M8放大后輸出到增益控制級(jí)。帶射極負(fù)反饋的共射極放大器M9～M16為開關(guān)管，為放大管構(gòu)建靜態(tài)工作點(diǎn)。以差分結(jié)構(gòu)中的NPN M9和M13為例，分析電路的兩種工作狀態(tài)。MSB(c7)為1時(shí)，前置放大器工作在高增益模式，B1將M9偏置在正向放大區(qū)，B3將M13偏置在截止區(qū)，因此放大管M5工作在正向放大區(qū)，實(shí)現(xiàn)14 dB的增益;MSB(c7)為0時(shí)，前置放大器工作在低增益模式，B1仍將M9偏置在正向放大區(qū)，但B3此時(shí)將M13偏置在正向放大區(qū)，因此電流信號(hào)不再僅流經(jīng)放大管M5，也流經(jīng)M13，此時(shí)前置放大器的增益為1 V/V。

　　圖4為傳統(tǒng)共射極放大器和帶射極負(fù)反饋的共射極放大器。其中，傳統(tǒng)共射極放大器的電壓增益為：

　　[Av=gmRC] (1)

　　傳統(tǒng)帶射極負(fù)反饋的共射極放大器的電壓增益為：

　　[Av=RC1gm+RE] (2)

　　可以看出，在[RE?1gm]時(shí)，等效跨導(dǎo)[Gm≈1RE]，相較于傳統(tǒng)共射極放大器，傳統(tǒng)帶射極負(fù)反饋的共射極放大器能夠?qū)崿F(xiàn)更高的線性度，但是以低增益和高噪聲為代價(jià)。因此，本文提出圖5所示的信號(hào)放大結(jié)構(gòu)。放大管M5～M8利用電阻R10與R1實(shí)現(xiàn)對(duì)四路差分電流信號(hào)的放大。MSB為1時(shí)，M5～M8在M9～M16的偏置下均處于正向放大區(qū)。在t時(shí)刻，M5、M8導(dǎo)通效果弱于M6、M7，因此n點(diǎn)被上拉后的電壓高于m點(diǎn)被下拉后的電壓，流經(jīng)R10的電流流向?yàn)閚到m。同理，在t+[T2]時(shí)刻，m點(diǎn)被上拉后的電壓高于n點(diǎn)被下拉后的電壓，流經(jīng)R10的電流流向?yàn)閙到n。因此，在周期變化的電壓控制下，R10被充放電產(chǎn)生輸出電流，輸出電流流經(jīng)R1又轉(zhuǎn)化為輸出電壓，輸入到下一級(jí)的增益控制級(jí)。

　　針對(duì)圖5小信號(hào)電路中的節(jié)點(diǎn)e、f、m、n進(jìn)行分析：

　　[v+onR1=gmn(v+i-vm)+v+on-vmron] (3)

　　[v-opR1+gmp(v-i-vn)+vn-v-oprop=0] (4)

　　[gmn(v+i-vm)=gmp(v+i-vm)+vm-vnR10] (5)

　　[gmp(v-i-vn)=gmn(v-i-vn)+vm-vnR10] (6)

　　式中：[v+i]、[v-i]分別為差分輸入電壓信號(hào);[v+on]、[v-on]、[v+op]、[v-op]分別為NPN的差分輸出電壓信號(hào)和PNP的差分輸出電壓信號(hào);[gmn]、[gmp]分別為NPN M5、M6和PNP M7、M8的跨導(dǎo);[vm]、[vn]分別為節(jié)點(diǎn)m、n的電壓;[ron]、[rop]為NPN M5、M6和PNP M7、M8的體電阻;R1、R10為固定電阻。

　　又因?yàn)楣?jié)點(diǎn)m、n處為差分信號(hào)，即[vm=-vn]，進(jìn)一步計(jì)算可得單條支路的增益[Av]為：

　　根據(jù)式(7)設(shè)計(jì)前置放大器中放大管的跨導(dǎo)與固定電阻值，實(shí)現(xiàn)17 dB的電壓增益。同時(shí)可以看出，相較于犧牲增益和噪聲性能來提升線性度的傳統(tǒng)帶射極負(fù)反饋的共射極放大器，利用R10構(gòu)建類似推挽結(jié)構(gòu)的放大主通路，能夠通過合理設(shè)計(jì)R10的阻值和管子跨導(dǎo)，在保留高線性度的同時(shí)實(shí)現(xiàn)高增益，降低兩段增益調(diào)節(jié)范圍的重合區(qū)間，擴(kuò)大VGA的有效增益控制范圍。

　　1.2 增益控制級(jí)

　　為了實(shí)現(xiàn)對(duì)增益的精確控制，按照增益控制范圍設(shè)計(jì)各位增益碼控制下的放大電路參數(shù)，使其在導(dǎo)通時(shí)產(chǎn)生的放大電流吻合1∶2∶4∶8∶16∶32∶64∶128的比例關(guān)系，通過增益控制字選通并聯(lián)的7路放大電路，實(shí)現(xiàn)不同的增益碼[12]。增益控制單元部分電路結(jié)構(gòu)如圖6所示。以輸入電流信號(hào)IBA、數(shù)字位c6控制下的輸出電流PIBA(out6)的電路結(jié)構(gòu)為例。當(dāng)c6為0時(shí)，開關(guān)閉合，M3導(dǎo)通，將q點(diǎn)電位上拉至高電平，放大管M2截止，c6控制字控制的電路對(duì)總輸出電流PIBA無貢獻(xiàn);當(dāng)c6為1時(shí)，開關(guān)斷開，M3截止，q點(diǎn)電位降低，放大管M2工作在正向放大區(qū)，c6控制字控制的放大電流PIBA(out6)接入總輸出電流PIBA。

　　當(dāng)c6為1時(shí)，射隨器M1提供了高輸入電阻、低輸出電阻和近似為1的電壓增益，放大管M2為帶射極負(fù)反饋的共射極放大器，經(jīng)過小信號(hào)分析可得增益表達(dá)式為：

　　[Av=RC1gM2+R3] (8)

　　式中：[RC]為輸出級(jí)的輸入電阻;[gM2]為M2跨導(dǎo);[R3]為固定電阻。

　　低增益模式下的增益控制范圍為-25～20 dB，高增益模式下的增益控制范圍為-11～34 dB，以低增益模式為例，計(jì)算跨導(dǎo)單元的增益設(shè)置。LG127對(duì)應(yīng)的增益大小為20 dB，即10 V/V，為了保證7位增益碼能夠覆蓋增益范圍，每一個(gè)增益碼對(duì)應(yīng)的增益值應(yīng)該大于[G0min]。[G0min]公式為：

　　[G0min=10 V/V127=0.078 7 V/V] (9)

　　以此設(shè)計(jì)電阻大小與管子跨導(dǎo)，進(jìn)一步可以得到步進(jìn)分辨率為0.07～6 dB/bit。

　　1.3 輸出放大器

　　輸出級(jí)主要結(jié)構(gòu)采用基于共射極的推挽式乙類放大器，將經(jīng)過增益控制字控制放大后的電流進(jìn)行最后一次放大，與輸出阻抗匹配后實(shí)現(xiàn)合理的增益[13]。通過設(shè)置合理的偏置M9、M10、M15、M16，提供靜態(tài)工作點(diǎn)，同時(shí)采用與傳統(tǒng)推挽式放大器相反的管子類型，規(guī)避交越失真，消除死區(qū)。輸入緩沖M1、M2采用共基極組態(tài)，實(shí)現(xiàn)級(jí)間阻抗匹配。級(jí)聯(lián)射隨器M3、M4提高輸出阻抗，增強(qiáng)驅(qū)動(dòng)能力。M5、M6將電壓拉低/拉高一個(gè)Vbe，構(gòu)造放大管M7、M8的靜態(tài)工作點(diǎn)，同時(shí)提供共射極所需的高輸入阻抗進(jìn)行級(jí)間阻抗匹配。設(shè)計(jì)局部反饋回路M11～M14和整體反饋回路R7來提升電路的穩(wěn)定性。輸出級(jí)電路結(jié)構(gòu)如圖7所示。

　　2 仿真測(cè)試結(jié)果

　　本文基于SiGe BiCMOS工藝設(shè)計(jì)的VGA芯片圖像如圖8所示。圖中除前置放大器、增益控制級(jí)和輸出級(jí)三個(gè)主要模塊之外，還包括控制信號(hào)產(chǎn)生單元、串行數(shù)字位轉(zhuǎn)為并行控制信號(hào)的移位寄存鎖存單元、偏置電路和輸入/輸出接口單元。本文VGA經(jīng)過了FF、TT、SS三種工藝角條件下的仿真，并且在常溫、5 V電源電壓的條件下，利用頻譜分析儀進(jìn)行了增益調(diào)節(jié)范圍、線性度、噪聲等性能的測(cè)試驗(yàn)證。

　　VGA增益調(diào)節(jié)范圍后仿真結(jié)果與測(cè)試結(jié)果對(duì)比圖如圖9所示。由圖可以看出，本文中的VGA實(shí)現(xiàn)了增益調(diào)節(jié)范圍為-25～20 dB的低增益模式和-11～34 dB的高增益模式。

　　圖10為線性度的仿真結(jié)果與測(cè)試結(jié)果對(duì)比圖。由圖10可以看出，OIP3達(dá)到了35.23 dBm，OP1 dB達(dá)到了18.65 dBm，實(shí)現(xiàn)了較高的線性度。圖11為VGA噪聲性能的測(cè)試結(jié)果，輸出噪聲可以達(dá)到-131.60 dBm/Hz，噪聲性能較為良好。此外，本文中的VGA還實(shí)現(xiàn)了64.9 dB的共模抑制比，帶寬達(dá)到了650 MHz。

　　3 結(jié) 論

　　本文基于SiGe BiCMOS工藝設(shè)計(jì)了采用電流模式的差分VGA，在保證電路穩(wěn)定性的前提下合理利用反饋回路優(yōu)化電路結(jié)構(gòu)，提升了VGA的線性度，抑制了噪聲干擾。基于類推挽模式的電流放大結(jié)構(gòu)，在規(guī)避犧牲線性度的前提下，實(shí)現(xiàn)了兩段增益調(diào)節(jié)范圍。利用MSB選通前置放大器的同時(shí)，通過7位數(shù)字控制位實(shí)現(xiàn)了0.07～6 dB/bit的步進(jìn)分辨率，提升了VGA與數(shù)字電路集成的可能性和電路的可重構(gòu)性，符合當(dāng)前應(yīng)用通信對(duì)接收前端中增益控制級(jí)的性能要求。

　　范文(三)

　　雙路音頻信號(hào)也稱為雙聲道，指的是音頻信號(hào)同時(shí)通過兩個(gè)獨(dú)立的音頻頻道進(jìn)行傳輸[1]。這兩個(gè)頻道一般為左聲道和右聲道，是相互獨(dú)立的，它們共同組成了立體聲效果[2]。在雙路音頻信號(hào)噪聲自適應(yīng)分離中，分離目標(biāo)是將原始信號(hào)從觀測(cè)到的信號(hào)中分離出來，且該觀測(cè)信號(hào)具備混合特點(diǎn)[3?4]，以此提取純凈的目標(biāo)信號(hào)，獲取高質(zhì)量的音頻信號(hào)。如何自適應(yīng)地處理噪聲和提高欠定盲源分離的性能，是當(dāng)前研究的重點(diǎn)之一。文獻(xiàn)[5]為實(shí)現(xiàn)信號(hào)的有效處理，對(duì)音頻信號(hào)在強(qiáng)噪下的信號(hào)特性進(jìn)行分析，并構(gòu)建聯(lián)合稀疏信號(hào)重構(gòu)模型，計(jì)算信號(hào)的功率譜后，通過譜減法實(shí)現(xiàn)音頻信號(hào)的降噪。但是譜減法在處理過程中可能會(huì)對(duì)語(yǔ)音信號(hào)造成一定的失真，尤其是在低信噪比條件下，會(huì)導(dǎo)致語(yǔ)音質(zhì)量相對(duì)粗糙。文獻(xiàn)[6]為處理小信號(hào)中的干擾噪聲，提取信號(hào)中描述音頻的特征向量，將提取的結(jié)果作為改進(jìn)的支持向量機(jī)的輸入，對(duì)特征進(jìn)行分類，再對(duì)分類出來的噪聲信號(hào)進(jìn)行處理。然而在實(shí)際應(yīng)用中，處理大量音頻信號(hào)時(shí)如果應(yīng)用場(chǎng)景的實(shí)時(shí)性需求較高，該算法的檢測(cè)速度無法滿足。文獻(xiàn)[7]為有效實(shí)現(xiàn)噪聲處理，設(shè)計(jì)并行計(jì)算架構(gòu)，以此滿足多時(shí)間序列數(shù)據(jù)信號(hào)的處理需求，并且采用分批計(jì)算方式進(jìn)行信號(hào)處理，采用自適應(yīng)濾波方法處理信號(hào)中的噪聲。目前的并行模式在系統(tǒng)柔性、容錯(cuò)性和冗余性方面存在不足，這可能導(dǎo)致在處理大型噪聲項(xiàng)目時(shí)，系統(tǒng)容易受到外部因素的干擾，無法滿足mZ/jbvL58wh6LOXj0U5dVVBF9V5ZyGibc1gtfUYZsUA=復(fù)雜場(chǎng)景下的應(yīng)用需求。文獻(xiàn)[8]為去除音頻中的噪聲，將音頻信號(hào)劃分為多個(gè)子帶，并在每個(gè)子帶上獨(dú)立應(yīng)用自適應(yīng)濾波技術(shù)，使用遞歸的方式更新濾波器系數(shù)，以最小化濾波后的信號(hào)與期望信號(hào)之間的誤差，保證噪聲處理效果。該方法在應(yīng)用時(shí)如果音頻處理規(guī)模較大并且音頻較為復(fù)雜，可能會(huì)存在音頻信號(hào)損壞現(xiàn)象。

　　欠定盲源分離技術(shù)作為一種有效的信號(hào)處理技術(shù)，可將信號(hào)中不確定分布情況、不同的源信號(hào)進(jìn)行分離[9]。基于此，本文提出一種基于欠定盲源分離的雙路音頻信號(hào)噪聲自適應(yīng)分離方法。

　　1 基于欠定盲源分離的源信號(hào)提取

　　1.1 欠定盲源分離問題轉(zhuǎn)換

　　當(dāng)多個(gè)源信號(hào)同時(shí)存在于同一頻段或時(shí)間域內(nèi)，它們可能會(huì)相互干擾，導(dǎo)致信號(hào)混疊。這種情況下即使使用雙路音頻傳感器進(jìn)行捕捉，也無法準(zhǔn)確地捕捉到所有源信號(hào)的信息，從而導(dǎo)致分離過程具有不確定性和非唯一性[10]。本文通過構(gòu)建欠定盲源分離模型，并基于信源數(shù)量估計(jì)和信號(hào)分解重構(gòu)處理，將欠定問題轉(zhuǎn)換為正定問題，從而為實(shí)現(xiàn)源信號(hào)分離奠定基礎(chǔ)。數(shù)量為[n]的雙路音頻原信號(hào)用[st=s1t，s2t，…，sntT]表示，其中[T]表示轉(zhuǎn)置，[t=1，2，…，M]表示信號(hào)采樣點(diǎn)數(shù)量。[snt]在傳播以及接收過程中受到環(huán)境干擾后，會(huì)導(dǎo)致信號(hào)發(fā)生混疊現(xiàn)象[11]，此時(shí)天線陣列接收的觀測(cè)信號(hào)用[xt=x1t，x2t，…，xmtT]表示，任意[xt]均為[st]的混疊，則可構(gòu)建線性瞬時(shí)混疊欠定盲源分離問題的模型，公式為：

　　[xt=Ast+εt] (1)

　　式中：[A]表示混合矩陣;[εt]表示混疊加性噪聲。欠定盲源分離問題時(shí)[m

　　1.1.1 基于小波包變換的欠定問題轉(zhuǎn)換

　　小波包變換是一種有效的信號(hào)處理工具，可以通過逐層分解的方式保留更e4LVpJaK3u6rLJYmEIglMM3x4uD2z+nLgroUkRjd2P8=完整的有效信號(hào)，實(shí)現(xiàn)信號(hào)恢復(fù)。本節(jié)利用小波包變換對(duì)觀測(cè)信號(hào)進(jìn)行分解，以提取頻帶分量中的有效信息分量。被噪聲污染的雙路音頻信號(hào)是[st]和[εt]混疊形成，則噪聲信號(hào)的公式為：

　　[εt=st+ε1t+ε2txt] (2)

　　式中[ε1t]和[ε2t]分別表示電噪聲和聲學(xué)噪聲信號(hào)。

　　采用逐層分解的方式對(duì)高頻信號(hào)部分進(jìn)行分解，以此保留更完整的有效信號(hào)，實(shí)現(xiàn)信號(hào)恢復(fù)[12]。如果小波包分解系數(shù)用[ξk]表示，則小波包變換的分解和重構(gòu)公式為：

　　[ξj+1，2ck=εtlh2l-kξj，clξj+1，2c+1k=εtlg2l-kξj，cl] (3)

　　式中：[j]表示分解尺度;[c]表示第[c]條分叉樹;[ξj，cl]表示該尺度下的分解系數(shù);[l]表示分解層數(shù);[h2l-k]和[g2l-k]分別表示低通濾波器和高通濾波器。

　　通過小波包變換后獲取的高頻和低頻信號(hào)中均包含源信號(hào)和噪聲信號(hào)，并且信號(hào)的能量存在一定差異。[xt]的能量計(jì)算公式為：

　　[Exin=1Nn=1Nξj+1，2c+1kxin2] (4)

　　通過上述公式即可完成[xt]的分解。根據(jù)能量[Exin]設(shè)定閾值，對(duì)高頻和低頻部分的小波系數(shù)進(jìn)行篩選，高于閾值的系數(shù)被認(rèn)為是有效信息，以此提取頻帶分量中的有效信息分量[Qit]。

　　1.1.2 信號(hào)分量篩選

　　提取頻帶分量[Qit]后需要對(duì)其進(jìn)行篩選，以刪除冗余分量，提高信號(hào)分離的效率和準(zhǔn)確性[13]。本節(jié)采用互相關(guān)系數(shù)作為篩選標(biāo)準(zhǔn)，通過計(jì)算信號(hào)和分量之間的互相關(guān)系數(shù)來判斷兩者之間的關(guān)聯(lián)程度。兩者之間的關(guān)聯(lián)程度的計(jì)算公式為：

　　式(5)中[μxin，Qit]的值越大，表示[xin]和[Qit]之間的關(guān)聯(lián)性越大，則說明該信號(hào)的效用值越大;值越小表示相關(guān)性越小，冗余越大。將其中相關(guān)性小的信號(hào)刪除后，保留的信號(hào)重新組合形成新的觀測(cè)信號(hào)[Xt]，其表達(dá)式為：

　　[Xt=Q1t，Q2t，…，Qp-1t，xnTμxin，Qit] (6)

　　在完成信號(hào)分量篩選后，需要進(jìn)一步對(duì)源信號(hào)進(jìn)行估計(jì)。

　　1.2 源信號(hào)估計(jì)

　　針對(duì)前文獲取的新觀測(cè)信號(hào)[Xt]，采用貝葉斯信息準(zhǔn)則的奇異值分解方法來估計(jì)源信號(hào)的數(shù)量，并獲取轉(zhuǎn)換后的正定白化信號(hào)。

　　在進(jìn)行信號(hào)分離前，先依據(jù)貝葉斯信息準(zhǔn)則的奇異值分解方法估計(jì)源信號(hào)的數(shù)量，估計(jì)步驟如下。

　　1) 計(jì)算[Xt]的協(xié)方差矩陣[χe]，公式為：

　　[χe=EXtXHt] (7)

　　式中[XHt]表示共軛轉(zhuǎn)置。

　　2) 通過奇異值分解對(duì)[χe]進(jìn)行處理，獲取其中的主特征，并按照由大到小的順序進(jìn)行排列，以此獲取主奇異值特征量[Ya]，再將[Ya]中特征值等于0的元素刪除后生成長(zhǎng)度為[L]的新特征向量。

　　3) 以貝葉斯信息準(zhǔn)則為基礎(chǔ)，獲取該準(zhǔn)則的最值，從而確定源信號(hào)的數(shù)量。貝葉斯信息準(zhǔn)則公式為：

　　[Bk=j=1kλj-L2σ-LL-k2kL-dk+k2χe] (8)

　　式中：

　　[σ2k=j=1LλjL-k] (9)

　　[dk=Lk-kk+12] (10)

　　式中：[k]表示變量，取值為[1≤k≤L];[j=1，2，…，L];[λj]表示特征值。

　　通過公式(8)獲取[Bk]的最大值對(duì)應(yīng)的特征序號(hào)值，該值即為源信號(hào)數(shù)量，將獲取的[Xt]轉(zhuǎn)換為正定盲源分離問題，獲取轉(zhuǎn)換后的正定白化信號(hào)[Zt]，公式為：

　　[Zt=vXtBk] (11)

　　式中[v]表示最優(yōu)分離矩陣。

　　在上述公式的基礎(chǔ)上計(jì)算源信號(hào)的估計(jì)值，公式如下：

　　[st=vZt] (12)

　　最后對(duì)源信號(hào)的估計(jì)值[st]進(jìn)行后續(xù)的噪聲信號(hào)自適應(yīng)分離。

　　2 噪聲信號(hào)自適應(yīng)分離

　　通過公式(12)獲取[st]值后，采用快速獨(dú)立成分分析(FastICA)法進(jìn)行噪聲信號(hào)自適應(yīng)分離。FastICA法主要是利用極大化信號(hào)的非高斯性完成分離處理，該方法能夠根據(jù)觀測(cè)信號(hào)的變化自動(dòng)調(diào)整分離參數(shù)，且具有適應(yīng)噪聲信號(hào)的特性可能隨時(shí)間、環(huán)境等因素發(fā)生變化的動(dòng)態(tài)特性，從而可靠地分離出獨(dú)立的噪聲信號(hào)和有用信號(hào)。

　　如果第[τ]次迭代后的分離矩陣用[vτ]表示，則[τ+1]次迭代后的分離矩陣計(jì)算公式為：

　　[vτ+1=ηZtδvτ-ηvτZtvτst] (13)

　　式中：[η·]和[δ·]均表示函數(shù)，前者對(duì)應(yīng)均值運(yùn)算，后者對(duì)應(yīng)非線性，且[η·]導(dǎo)數(shù)用[η·]表示。

　　當(dāng)[Δv=vτ+1-vτ]時(shí)，且[Δv]小于設(shè)定的迭代誤差，即可獲取[v]和[st]，對(duì)[st]各個(gè)維度進(jìn)行辨識(shí)后，確定各個(gè)源信號(hào)的類別，以此完成雙路音頻信號(hào)噪聲自適應(yīng)分離。為保證信號(hào)的分離效果，文中采用相關(guān)性指標(biāo)量化噪聲信號(hào)分離效果，公式為：

　　[μs，s=vτ+1ψst，stκstκst] (14)

　　式中：[st]表示真實(shí)雙路音頻源信號(hào);[κ·]表示標(biāo)準(zhǔn)差函數(shù);[ψ·]表示協(xié)方差函數(shù)。

　　3 結(jié)果分析

　　3.1 實(shí)驗(yàn)環(huán)境

　　為驗(yàn)證所提方法對(duì)于雙路音頻信號(hào)噪聲自適應(yīng)分離的效果，以某公司的實(shí)時(shí)雙向音頻監(jiān)聽和對(duì)講產(chǎn)生的雙路音頻信號(hào)為例展開相關(guān)測(cè)試。共計(jì)采集音頻的時(shí)序?yàn)?2 h，該音頻的采集環(huán)境為正常車間內(nèi)的環(huán)境背景，信號(hào)的頻率為300～3 400 Hz。測(cè)試環(huán)境示意圖如圖1所示。

如果您現(xiàn)在遇到期刊選擇、論文內(nèi)容改善、論文投稿周期長(zhǎng)、難錄用、多次退修、多次被拒等問題，可以告訴學(xué)術(shù)顧問，解答疑問同時(shí)給出解決方案 。